Spring Reverb Pedal (або мод для 6G15)

   В публікації Пружинний ревербербератор на двох лампах було докладно розглянуто всі особливості конструкції і звучання класичного блоку реверберації 6G15. А всі, хто власноруч збирав його "клон" добре ознайомились з усіма нюансами пристрою.

   B своїй версії 6G15 в драйвері пружинного ревербератора я прибрав один тріодний каскад - та це більше стосується спрощення схеми, ніж будь-який вплив на звук. Ідея ця не унікальна, те ж саме можна спостерігати в cхемі Fender Vibro King. А що саме впливає на звучання, так це змішувач сигналів dry і wet. Розглянемо в симуляції LTspice, що саме блок реверберації 6G15 робить із звуковим сигналом і чи потребує цей reverb unit якоїсь модифікації.

   Схема в LTspice зібрана з передпідсилювача ревербератора, пасивного тонкоректора, буферного каскаду dry сигналу, та змішувача сигналів dry і wet. На скріншоті бачимо діапазон sweep сигналу поданого на буфер dry коли ручка MIXER у мінімальному положенні. На передпідсилювач ревербератора сигнал поки не подаємо.

   На виході схеми спостерігаємо практично рівну АЧХ, але варто додати принаймні чверть оберту ручки MIXER і діапазон починає втрачати вищі частоти - на частоті 9.2кГц падіння на 2 децибела, що поки не критично. Доведемо MIXER до половини і вже на 2.8кГц отримуємо падіння на 3 децибела.

   Так само на слух ми помічаємо більшу втрату високих частот при додаванні оберту ручки MIXER. Відбувається це через вплив на сигнал елементів каскаду передпідсилювача ревербератора. Коли ручка MIXER у мінімальному положенні вони не впливають на діапазон - їх розділяє потенціометр своїм опором 250k, з додаванням оберту різко збільшується вихідний імпеданс і елементи R16, C8, R18, C9 впливають на dry сигнал як частотний фільтр. І до якого би підсилювача з надвисоким вхідним імпедансом ми би не вмикали цей reverb unit, результат буде незмінним. Що з цим можна зробити і чи потрібно?

   Як було в публікації Пружинний ревербербератор на двох лампах, я додав стандартний тонкомпенсуючий ланцюг з R22 = 220k, C16 = 1nF, який вмикається пуш-пул потенціометром. Інший спосіб - зниження вихідного імпедансу пристрою шляхом зменшення опору потенціометра MIXER з 250k до 100k. Та це все тільки частково компенсую втрату ВЧ.

   Тепер відкинемо ці модифікації і подамо ще один sweep сигнал амплітудою 6mVpp на передпідсилювач ревербератора.

   З максимальним рівнем TONE і на половині MIXER тепер високих частот більш ніж достатньо. Тобто, всі втрачені ВЧ тепер компенсує сигнал поданий на wet канал. З різними рівнями TONE і MIXER АЧХ також сильно змінюється. Звісно, в реальності пружинний ревербератор компенсуватиме ВЧ тільки до якогось певного рівня - це високі частоти які здатен відтворити вихідний перетворювач ревербератора. І все ж, це, мабуть, є унікальністю конструкції фендерівського reverb unit, де частину високого діапазону "заповнюють" власне пружини ревербератора. Не забуваємо, що цей блок не було розраховано вмикати в send-return, а тільки у вхід підсилювача перед його темброрегуляторами, якими і корегувався остаточний тембр.

   Здебільшого, у мене не виникало нарікань на таку конструкцію, але в деяких випадках потрібно було отримати більш лінійне звучання без high cut початкового звуку. Для цієї цілі доцільно зробити додаткову приставку з окремим змішувачем сигналів dry і wet. У мінімальному варіанті це може бути нескладна схема на чотирьох JFET транзисторах.

   Без будь-яких модифікацій самого reverb unit таку приставку можна підключати до двох його роз'ємів - out і footswitch. З роз'єму footswitch отримуємо wet сигнал безпосередньо з вихідного перетворювача пружинного ревербератора. Сигнал посилюється контуром на транзисторах Q1, Q2. Транзистори 2N5457 слід підібрати з мінімальним власним шумом. Далі реалізований більш досконалий регулятор TONE - R6, після чого рівень реверберації встановлюється потенціометром R9. З роз'єму out сигнал dry потрапляє на регулятор рівня - R12, на транзисторах Q3 і Q4 зібран змішувач двох сигналів - "dry" і "wet". З підключенням такої приставки на її виході маємо рівну АЧХ dry каналу, але для цього в ламповому блоці потрібно встановити регулятор MIXER у мінімальне положення, ручка TONE тут тепер не задіяна, DWELL ми користуємось як і зазвичай.

   Це мінімальна конструкція для того, щоб зробити з 6G15 практично студійний ревербератор, причому не втручаючись в саму схему блоку 6G15. На цьому ми втратили тільки footswitch функцію, але і вона не особливо ефективна в фендерівському блоці - реверберація просто вимикалась. Цікавіше додати в приставку ще один потенціометр рівня реверберації і зробити перемикання між ними. Зрештою, власний підсилювач для вхідного перетворювача пружинного ревербератора (driver) перетворить цей пристрій в універсальний блок.

   На виході доданий ще буфер на транзисторі Q5, для зниження вихідного імпедансу. Тепер пристрій здатен працювати і в send-return будь-якого підсилювача. При використанні пристрою в якості приставки з блоком 6G15 для підключення до footswitch роз'єму вірогідно знадобиться екранований перехідний кабель зі стандартного Jack male 6.3mm на male RCA.

   Драйвер пружинного ревербератора реалізований на елементах IC1, IC2. Передпідсилювач драйвера зроблений на op-amp IC1, на ньому ж створено падіння нижніх частот, необхідне для правильної роботи ревербератора, та регулятор DWELL - R27. В якості підсилювача потужності використаний готовий SMD модуль на мікросхемі IC2 - TDA2030.

   Тут я не переслідував ціль створити емуляцію single-ended лампового підсилювача 6G15. В даному випадку потрібен простий та ефективний підсилювач з не зажерливим споживанням струму, який можна було б підключати разом з живленням всього педалборду. При живленні 9V, з навантаженням 8 Ohm на виході модуля TDA2030 отримана максимальна потужність приблизно 0.3W. Це не замінює потужний single-ended підсилювач на 6V6, але як альтернатива цілком працездатна. З баластовим резистором R29 - 15 Ohm, 0.5W до такого підсилювача можна підключати практично будь-який пружинний ревербератор, включно ревербератори з низьким вхідним імпедансом, як 4AB3C1C, 4AB3C1B, 9AB1C1B і т.п. Споживає вся схема не більше 100mA.

   Налаштування:
   На модулі потужності підсилювача додатковим тримером 10k (див. схему) потрібно встановити рівень для максимального положення DWELL з відсутністю спотворень вихідного сигналу підсилювача IC2. Зробити це можна на слух. Також, для тієї ж цілі може знадобитись збільшити опір резистора R28.

    Весь додатковий матеріал по збірці пристрою знайдете на: https://github.com/AlSpudnik. Також опублікована версія з меншою вихідною потужністю - без використання модуля TDA2030.

   Вся конструкція драйвера/мікшера пружинного ревербератора міститься в стандартному корпусі гітарної педалі 1590BB.

The Fuzz '64 (silicon version)

   Не полишаючи експериментувати із звучанням, яке отримало назву "Light Fuzz" (The Ventures Sound - That Light Fuzz), я створив наступну схему на кремнієвих транзисторах, що вигідно відрізняється від першої версії - The Fuzz '64. Hа відміну від попередньої схеми - з германієвим транзистором, тут застосовані NPN транзистори 2N3904. Це набагато спростило схему, та її живлення, а в основі був використаний всім відомий Fuzzrite. Такий Fuzzrite, який він був в промисловій версії, зрозуміло, не здатен звучати як "Light Fuzz", тому його схема зазнала кардинальної модифікації.

   Насамперед я додав вхідний буфер - Q1 на JFET транзисторі 2N5457. Він розв'язує вплив імпедансу датчика гітари, на роботу першого каскаду обмеження сигналу і за допомогою потенціометра R6 Gain є можливість налаштовувати рівень спотворень наступними каскадами. Також - це дає змогу корегувати тембр за допомогою перемикача S2, який під'єднує паралельно датчику Bridge ємність (на вибір), що створює резонансний контур для характерного звучання. На схемі я вказав два паралельно з'єднаних конденсатора С2 по 1nF. Саме таку ємність я підібрав на слух до свого Mosrite copy. Тут справа смаку та індуктивності катушки датчика, тому конденсатори С2 і С3 можна варіювати в межах 1...3.3nF.

   Як і в попередній версії, для отримання "Light Fuzz" достатньо одного каскаду на транзисторі Q2, але с перемикачем S3 Light/Fat тут можна підключати ще один каскад обмеження сигналу на Q3. Так само, як і в Fuzzrite, два протифазні сигнали змішуються потенціометром R17 Tone/Debth. Як видно зі схеми, номінали колекторних резисторів Q2, Q3 відрізняються від Fuzzrite, також в їх бази додані резистори R8, R11. Через це рівень обмеження каскаду на Q3 значно менший за Fuzzrite, але лишилась та особливість залежності амплітуди на тембр. Та в цілому звук не схожий на Fuzzrite - це фаз який має чітку атаку.

   Весь додатковий матеріал по збірці пристрою знайдете на: https://github.com/AlSpudnik/The-Fuzz-64-silicon

   І трохи про користування The Fuzz '64. Для отримання The Ventures "Light Fuzz" в режимі Light (положення перемикача S3) вмикаємо тільки датчик Bridge на гітарі. Крім цього - це повинен бути P90, або йому подібна копія. Всі випробовування пристрою я проводив зі своїм Mosrite Copy. Спроби на "Mustang" видобути потрібний звук iз синглом alnico V не дали бажаних результатів. Оскільки конструкція датчиків Mosrite дуже схожа на P90, можу припустити, що з вінтажною Mosrite гітарою фаз звучання буде ще більш аутентичним.

   Експериментуйте і в режимі Fat для більш потужного фаз звучання!

Dick Dale

   Розповідь про Dick Dale від Capt. Zorch:

"Spooky Organ" DIY проєкт (частина 3 - генератор вібрато, дільники частот)

    Традиційно осцилятори частоти електронних музичних інструментів укомплектовані ще й низкочастотним осцилятором - Low Frequency Oscillator (LFO) для створення ефекту вібрато. Його я зібрав за схемою того ж Farfisa FAST. Фактично це генератор сінусоідального сигналу на двох транзисторних каскадах Q2, Q3:

    На транзисторі Q2 власне і зроблений LFO, а Q3 потрібен в якості бафера, для зниження вихідного імпедансу. Я додав в схему ще світлодіод D2, який є індикатором частоти ефекту вібрато.

    Генератор вібрато керується трьома перемикачами:
Vibrato (on/off) - з його допомогою вмикається вібрато шляхом подачі пульсуючої напруги на базу транзистора Q3, після зниження вихідного імпедансу, низкочастотний  сигнал подається на контури головних осциляторів частоти тону.
Heavy/Light - зміна амплітуди низкочастотних імпульсів.
Fast/Slow - зміна частоти вібрато.

    В якості Q2 я використав 2N3904, а Q3 - один зі старих невідомих транзисторів, які залишились від электрооргана Vermona ET 6-1, з кодовим маркуванням D17 F16.

    Мені невідомо розшифрування маркування цих транзисторів, але в якості буферного каскаду я обрав один з невисоким коефіцієнтом посилення.

    Для отримання всіх 85-ти тонів вихідні сигнали з 12-ти осциляторів потрібно подати на дільники частот. На відміну від тонів з 12-ти осциляторів з незалежною фазою, ноти отримані шляхом ділення мають фазову одноманітність. Це характерно і для всіх старих електроорганів, де ділення частоти здійснюють транзисторні D-тригери. В іншому випадку це була б достатньо складна аналогова конструкція.

    Для ділення частот в електроорганах 60-років використовувались транзисторні D-тригери. Кожний такий дільник працював як бістабільний мультивібратор на двох транзисторах. Згодом великі транзисторні контури замінили чіпами, накшталт SAJ110, який містив в собі семиступеневий дільник частоти. Eквівалентом (але не аналогом) таких дільників можуть слугувати більш доступні сьогодні чіпи, такі як - CD4024 -семиступеневі дільники частоти, CD4040 (аналог К561ИЕ20) - дванадцятиступеневі дільники частоти, або, як їх ще називають у цифровому формулюванні - дванадцятибітні двійкові лічильники.

    За структурною схемою (див. першу частину) для всіх нот, окрім "C", потрібно по сім послідовно з'єднаних дільників частот, для ноти "С" вісім. Можна використати чіпи CD4024 для одинадцяти нот і ще один чіп CD4040 для ноти "С". Для одинадцяти нот принципової різниці намає між використанням чипів CD4024, або CD4040, але чомусь CD4024 коштують дорожче за CD4040, і купувати їх вигідно десятками, тому я придбав 20 чипів CD4040 і на дванадцяти з них зробив дільники для всіх нот.

    Подаючи на вхід CD4040 аналоговий сигнал, вони можуть слугувати альтернативою транзисторним дільникам частоти. Для коректної роботи, вхід CD4040 потрібно шунтувати конденсатором C11 ємністю не менше 100p. Зниження змінної напруги осциляторів до рівня 4.15Vpp забезпечують R9, R10. На виходах Q1-Q12 мікросхема здійснює дванадцятиступеневе ділення частот, з яких я використовую тільки сім дільників (для ноти "С" вісім). Форма вихідного сигналу квадратна, тому далі падається на фільтри R1-R8, C1-C8 і підсилювачі у вигляді інверторів. Для цього я використав 15 мікросхем CD4069. Також необхідна розв'язка по живленню мікросхем CD4040B та CD4069, що забезпечує стабілізатор LM78L05.

    Для підтримання схожості форми сигналів всіх нот, номінали фільтрів варіюються в залежності від частоти: Номінали R1-R8, C1-C8

   Перфоплата, яка була розрізана під головні осцилятори (див. другу частину), знадобилась і для наступних контурів.

   Всі дільники та LFO розміщені на фрагменті розміром 300/81мм .

   Конденсатори С1-С8 розміщені ще на одній окремій платі розміром 224/18мм, так як більшість номіналів складаюсться з двох штук, їх монтування зручніше робити з обох боків плати. Усі конденсатори фільтрів керамічні.

   На частині, що залишилася вільною додані і стабілізатори живлення, але про них у наступних публікаціях.

   Плати осциляторів та фільтрів встановлюються перпендикулярно на основну плату дільників. Лейаут всіх плат можна отримати за посиланням: Spooky-Organ Github Project

    Нарешті повністю зібраний аналоговий семиоктавний тон-генератор, відносно невеликого розміру, готовий видати свої перші звуки! Так, тепер дійшовши цього етапу, можна не тільки побачити форму сигналу на дісплеї осцилоскопа, але і почути результат кількарічної роботи!

   Далі буде.

"Spooky Organ" DIY проєкт (частина 2 - осцилятори частоти)

   Генератор звукових частот - найголовніша частина будь-якого електронного музичного інструменту. Він потребує найбільшої уваги при розробці, від генератора частот залежить стабільність тональності, як часто доведеться налаштовувати частоту тону, та й остаточний голос інструменту.

   В першій частині була розглянута система з 12-ма незалежними осциляторами для кожної ноти. З кінця 70-их років мин. ст. така схема вважається застарілою, але, на сьогоднішній день є найбільш прийнятною для відтворення у сенсі кількості компонентів та, відповідно, габаритів інструмента. Єдиним її недоліком є те, що доведеться вручну налаштовувати всі 12 осциляторів. Система, а точніше електронний чіп, який називають Top Octave Generator, або Top Octave Synthesizer (TOS) вільна від цього недоліку, але я одразу відкинув її з відомих причин - пошук давно знятих з виробництва мікросхем не вартий часу та коштів, а створювати їх аналог з десятків двійково-десяткових лічильників - це дурна справа. Крім того TOS має фазову одноманітність, так як всі 12 нот отримуються за допомогою частотних дільників з одного осцилятора, який задає високу частоту, що органному звучанню не йде на користь. Тому альтернативи 12-ом незалежним осциляторам я не знайшов.

    В наші часи, коли цифра вбила розвиток у цьому напрямку, важко застосувати якісь сучасні технології, які б, у музичному сенсі, значно перевершували старі транзисторні органи, але в сенсі собівартості та кількості компонентів є деякий прогрес.

   Генератор частот складається з дванадцяти осциляторів частоти (frequency oscillators, або master oscillators) та певної кількості дільників частот кожного осцилятора. Сьогодні простий осцилятор частоти можна зробити на логічних елементах NOT, NAND, NOR, або, ще простіше, на трігерах Шмітта CD40106 (малюнок нижче).

   В приведених схемах частота сигналу залежить від ємності конденсатора С1, та опору резистора R1. На практиці резистор R1 доцільно використовувати змінний, або виконати послідовний ланцюг з двох резисторів, один з яких змінний, так як налаштування на потрібну ноту проводиться саме ним. Також, для стабільності частоти осцилятора, до цього резистора вимагається висока точність.

    Недоліком, в музичному сенсі, цих осциляторів є те, що на виході вони видають практично квадратну форму сигналу. Як відомо, через це окрім основної ноти у звуці присутні непарні гармоніки, які неприємно сприймаються на слух. Простим рішенням є перетворення сигналу у прямокутну форму, що можна зробити різними способами. Наприклад, останній, на трігері, легко модифікувати в прямокутний сигнал за наступною схемою:

    В якості резистора підлаштування я використав СП5-2В. Знадобилось би всього дві мікросхеми CD40106 щоб реалізувати 12 осциляторів частоти. В порівнянні с транзисторними осциляторами їхня частота більш залежна від напруги живлення. Із стабілізаторами напруги типу LM... це не повинно ставити під сумнів стабільність частоти осциляторів на CMOS трігерах CD40106, але, зрештою, вони більш підходять для аналогових синтезаторів, ніж для електроорганів. Такий висновок я зробив зі спостереженням за сигналом на осцилоскопі, коли порівнював цей осцилятор з транзисторним (про транзисторну схему буде далі):

    Дивлячись на форму сигналу транзисторного осцилятора можна помітити невеликі фазові коливання, це робить трохи природнішим органне звучання, при цьому частота надзвичайно стабільна. Коливання також помітні і в роботі осцилятора на CMOS трігері CD40106, але вони більш схожі на коливання частоти разом з фазою сигналу. Звісно, вони незначні і важко помітні на слух. Крім того, сигнал транзисторного осцилятора з більш плавними кутами, що дає набагато музичніший тон. Хоча в моєму випадку форма сигналу не має значення, я віддав перевагу старому транзисторному осцилятору. Це збільшить розмір плати всього генератора частот, проте конструкція буде заснована на класичній схемі, що було заплановано спочатку проєктування.

    Майже всі транзисторні генератори частоти електроорганів складаються з двох контурів (на германієвих або кремнієвих транзисторах). Перший - осцилятор синусоїдального сигналу зроблений за схемою Хартлі (Ralph Hartley) або Колпітца (Edwin H. Colpitts), другий - бафер для зниження вихідного імпедансу осцилятора та перетворення синусоїдального сигналу на прямокутний (або близький до прямокутного), що необхідно для подальшого ділення частот. Цікаве рішення було реалізовано в електроорганах Farfisa FAST - де осцилятор прямокутного сигналу на одному pnp транзисторі Q1 (див.схему нижче). Такий осцилятор не потребує другого транзисторного каскаду, що зменшує кількість компонентів і наближує мене до мети створити дійсно компактний інструмент.

   В осциляторах частоти я використав 2N4403 pnp транзистори, але також непогані результати показали транзистори і з меншим коефіцієнтом посилення, наприклад BC558. В якості D1 може бути будь-який кремнієвий малопотужний діод , наприклад КД521.

   Індукційні катушки для 12-ти осциляторів я виготовив на мініатюрних каркасах від високочастотних фільтрів радіоприймачів за вказаними нижче розмірами:

   Обмотка здійснена подвійним дротом діаметром 0.07мм 420 витків. Таким чином намотуються одразу дві однакові обмотки. Для налаштування потрібної частоти в середину каркасу з катушкю вкручується феритовий стрижень:

    Готовий індуктор розташований в алюмінієвому екрануючому ковпачку. Також важливо, щоб катушка знаходилась в середині феритового кільця! Це запобігатиме впливу алюмінієвого екрану на індукцію катушки.

    Такі маленькі індуктори та невелика кількість витків обумовлені підвищеною частотою осциляторів. Як зазначалось в першій частині, вихідний сигнал з осциляторів подається тільки на дільники частоти, тому вони (осцилятори) працюють з вищою в два рази частотою, ніж найвищі відтворювані ноти:

C   ≈ 16746Гц
B   ≈ 15804Гц
A# ≈ 14916Гц
A   ≈ 14080Гц
G# ≈ 13288Гц
G   ≈ 12544Гц
F#  ≈ 11840Гц
F    ≈ 11176Гц
E    ≈ 10548Гц
D#  ≈ 9956Гц
D    ≈ 9396Гц
C#  ≈ 8868Гц

   Оскільки 12 осциляторів повинні працювати з різною частотою (незалежно один від одного), а катушки індукторів зроблені майже всі однаково, потрібна різна ємність конденсаторів, які шунтують обмотки, для роботи на вказаних частотах. Нижче приведена оригінальна таблиця ємностей осциляторів електрооргану Farfisa Fast 4:

   Для моїх осциляторів, з іншими індукторами, та вищими частотами, ємності С1,С3 довелось підбирати дослідним шляхом. В результаті я отримав:

GEN.	C1, C3	C2	C4
C	15nF	2.2nF	6.8nF
C#	45nF	4.7nF	8.2nF
D	43nF	3.9nF	12nF
D#	36nF	3.9nF	8.3nF
E	33nF	3.9nF	10nF
F	32nF	3.9nF	10nF
F#	31nF	3.3nF	10nF
G	28nF	3.3nF	10nF
G#	24nF	2.7nF	8.2nF
A	22nF	2.7nF	8.2nF
A#	20nF	2.2nF	12nF
B	17nF	2.2nF	6.8nF

   Багато ємностей вийшли ненормовані, їх довелось створювати з двох паралельно з'єднаних конденсаторів. Також необхідно перевіряти всі конденсатори, в тому числі і з'єднані, приладом визначення ємностей.

   Мені не вдалось знайти виробника, який би був здатен виготовити PCB плату потрібних розмірів і в одному екземплярі, тому 12 осциляторів зроблені на універсальній перфарованій платі.

   Від однобічної плати розміром 300/180мм, яка обійшлась мені $4.20, я здобув потрібний відрізок розміром 240/37мм.

   Резистори R2, R3 встановлені вертикально, конденсатори С1 розташовані на зворотному боці плати.

   Лейаут плати можна завантажити з мого Github у теці master_oscillators: Spooky-Organ

   Далі буде.

Spudnik Drive Mark 2 (guitar preamp)

    Час від часу користуючись гітарним преампом описаним у публікації "Spudnik Drive", я поступово встановлював корегування в схемі для більш вдосконаленої його версії. Оскільки Spudnik Drive позиціонувався як експерементальний девайс, його первісна версія неминуче пішла у забуття. Це все той самий передпідсилювач на двох лампах 6Н2П (можлива заміна на 12AX7, враховуючи різний pinout!), але тепер його можливості розширені.

   Нова схема має переваги в значній мірі через застосування подвійного резистора R5 "Gain", що дало ширші можливості перелаштування звуку - від чистого, до овердрайву. При цьому, також, присутній подвійний перемикач Switch 1, що дає змогу обійти два лампових каскади овердрайву. Таким чином преамп може слугувати чистим бустером з налаштуванням тембру потенціометром R21 Tone.

   Доданий перемикач Switch 2 для зміни вихідного імпедансу. В режимі "High Imp" преамп слід підключати тільки до приладів з високим вхідним імпедансом, наприклад, до гітарного входу лампового підсилювача. В такому режимі рівень вихідного сигналу преампу залежить від полеження ручки потенціометра R5 "Gain". В режимі "Low Imp" преамп можна підключати до будь-якого пристрою. В цьому режимі окремо налаштовується рівень овердрайву потенціометром R5 "Gain", та вихідний рівень сигналу потенціометром R27 "Volume".

    Як видно на схемі, прогрів ламп вмикається одразу при під'єднанні пристрою до мережі, а перемикач гнізда IEC320 AC-17 підключений в якості Standby. Здебільшого таке спрощення зроблене через брак місця на шасі, але також може бути альтернативним рішенням уникнення двох перемикачів.

Компоненти:

Лампи (Tubes):
V1, V2 - 6Н2П

Резистори:
R1, R23 - 1MOhm 0.25W
R2, R8 - 68k 0.25W
R3, R9, R15, R24 - 100k 0.5W
R4, R10 - 1.5k 0.5W
R5 - 1MOhm dual liner potentiometer
R6, R12 - 12k 0.25W
R7, R13 - 2.7Meg 0.25W
R11 - 516k 0.25W
R14, R22 - 100k 0.25W
R16 - 2.7k 0.5W
R17, R19 - 680-690k 0.25W
R18, R20 - 220k 0.25W
R21 - 1MOhm liner potentiometer
R25 - 1.2k 0.5W
R26 - 27k 0.25W
R27 - 10k logarithmic potentiometer
R28 - 1.5k 0.25W
R29 - 4.7k 0.5W
R30 - 8.2k 0.5W

Конденсатори:
C1 - 22µF 25V (electro)
C2, C11 - 22nF 400V (film)
C3 - 1.5nF 400V (film)
C5, C9 - 2.2nF 400V (film)
C4 - 1µF 25V (electro)
C6 - 150pF 500V (film КСО-2), можна замінити на керамічний
C7, C12 - 100nF 400V (film)
C8 - 1nF 400V (film)
C10 - 4.7nF 400V (film)
C13 - 1.5nF 1000VAC (film)
C14 - 47nF 400V (film)
C15, C17, C19 - 47µF 400V (electro)
C16, C18 - 33nF 400V (film)
C20 - 22µF 400V (electro)

Діоди:
D1 - 1N4007 or another
D2, D3 - 3mm orange LED

Перемикачі:
Switch 1 - Mini Toggle Switch DPDT on-off
Switch 2 - Mini Toggle Switch SPDT on-off
Switch 3 - IEC320 AC-17 Rocker Switch Power Socket with Neon Lamp

    З новою схемою пристрій отримав і новий, трохи більший корпус. Це зігнутий літерою "П" листовий алюміній завтовшки 0.33 мм наклеєний на тонкий пластик, з боків закріплений на опорах з деревини бук.

    Блок живлення - випрямляч напруги MB10F, дросель L1 з фільтруючим ланцюгом C13, C14, C15, C16, C17, C18, C19, R29, R30 виготовлений на перфарованій платі розміром 50/70 мм.

   Плата розташована на шасі в екранованому кожусі.

    Всі інші компоненти розташовані в середені шасі на монтажних планках, деякі залишились підвішаними на дротах.

    Нестандартну передню панель було вирішено залишити без змін, тому в цілому це той самий "неправильний" дизайн.

Gutted Fuzz

    Переглядаючи свої старі розробки, які так і не були остаточно завершені, я згадав одну просту схему, яка, все ж таки, варта уваги. Ця схема була проміжним варіантом на шляху до створення The Fuzz '64. Тоді я її швидко відкинув через недостатню схожість із звучанням The Ventures, але як своєрідний фазз ця схема заслуговує на існування.

    Так само, як і в The Fuzz '64, рівень спотворення сигналу тут можна змінювати від мінімального до повного fuzz, але на цьому схожість цих фазз ефектів закінчується. Звісно, на мінімальних положеннях ручки Gain можна теж отримати "прозорий" fuzz, проте в цілому Gutted Fuzz звучить агресивніше, але не настільки, щоб зрадити sixties традиціям :)

    Схема дуже проста - складається всього з двох каскадів, тому її зібрати під силу навіть початківцю у цій справі. Перший каскад на транзисторі Q1 підсилює сигнал і формує тембр. Змінним резистором R4 можна змінювати рівень подачи сигналу на другий каскад. Він побудований на транзисторі Q2, обмеження сигналу відбуваються тільки на ньому. Ступінь спотворень залежить від рівня подачі сигналу на цей каскад, тобто від положення ручки змінного резистора R4 Gain. Далі все класично: R11 Tone - зміна тембру у невеликих межах, R13 Volume - рівень вихідного сигналу (також його можна корегувати змінюючи опір резистора R12).

    За структурою це та ж схема, яка була реалізована у публікації "Treble-Booster?", але Gutted Fuzz звучить набагато цікавіше, і схема реалізована на кремнієвих n-p-n, а не на гарманієвих p-n-p транзисторах, що теж спрощує реалізацію конструкції та її живлення. Виграє нова схема переважно через більш вдалий передпідсилювач на транзисторі Q1, який є звичайним booster контуром, тому, при бажанні, пристрій можна реалізувати у двох режимах - чистий Treble Booster і Fuzz. Для цього у схему потрібно додати ще один footswitch, або будь-який інший подвійний перемикач (S2 на схемі) типу DPDT.

    Також були додані резистор R7 - 1MOhm, та конденсатор C7 - 2,2nF, ємність якого можна корегувати на свій розсуд, в залежності від того, скільки потрібно зрізати нижніх частот.

    В якості транзистора Q1 я використав BC550B з ціллю отримання мінімального рівня шуму. Q2 - КТ315Б з коефіцієнтом посилення приблизно 150. Звісно, можна спробувати і щось більш якісне в якості Q2, наприклад, той самий BC550B, або 2N5088, 2N3904 і т.п., але мені сподобався спотворюючий звук КТ315Б. У випадку використання будь-якого іншого транзистора Q2 на платі передбачено два місця - для стандартного TO-92 і для КТ315.

   Лейаут розроблений таким чином, що всі компоненти без змін можна розташувати і на стандартній однобічній перфарованій платі.

   Усі постійні резистори на 0.25 Вт. Потенціометри R4, R11, R13 я використав лінійної характеристики, хочя для більш плавного регулювання R4, R13 можна встановити логарифмічні. Конденсатори C1, C2 діаметром 5мм - 16-25 Вольт. Всі інші конденсатори - низковольтна плівка. Footswitch перемикачі S1, S2 типу 3PDT, або DPDT. Вхідний чотириконтактний стерео роз'єм.

   На цій же PCB платі можна зробити Gutted Fuzz за першою схемою - без перемикача S2. Для цього потрібно між контактами плати S2a-2 i S2a-1 встановити додатковий замикаючий провідник (jumper). Перемикач S1 під'єднати за принциповою схемою. C7, R7, зрозуміло, не потрібно встановлювати.

    Живлення пристрою здійснюється від елементу 6F22, але це не виключає можливість використати стабілізований блок живлення напругою 9 Вольт.